TOPSwitch-FX系列單片機開關電源應用設計
TOPSwitch-FX系列單片機電源集成電路廣泛應用于各種通用及專用開關電源、待機電源、開關電源模塊中。
一、能進行外部限流的12V、30W開關電源
由TOP234Y構成12V、30W高效開關電源的電路如圖1所示。其交流輸入電壓范圍是AC85～265V，滿載時電源效率可達80%。交流電壓u依次經過電磁干擾（EMI）濾波器（C10，L1）、輸入整流濾波器（BR，C1）獲得直流高壓UI。UI經過R1和R2分壓后接M端，能使極限電流隨UI升高而降低。R1可提供電壓前饋信號，當UI偏高時能自動降低最大占空比，以減小輸出紋波。R2為電流極限設定電阻，所設定的Ilimit≈0.7Ilimit=0.7×1.5A=1.05A，略高于低壓輸入時的峰值電流Ip值。這里將系數取0.7是考慮到TOP234Y在寬范圍輸入時，最大連續輸出功率Pom=45W,而實際輸出功率P'om=30M，即P'om/Pom=30/45=0.67≈0.7。采用這種設計方法允許高頻變壓器選用尺寸較小的磁芯，通過增加初級電感量Lp來降低TOP234Y的功耗，并防止出現磁飽和現象。此外，由于采用了降低Dmax的電壓前饋技術即使輸入電壓UI和初級感應電壓UOR較高，開關電源也能正常工作。它允許使用成本的R，C，VD型漏極鉗位電路（R3，C7，VD1），以替代價格較高的TVS（瞬態電壓抑制器）、VD型鉗位電路，用于吸收在TOP234Y關斷時由高頻變壓器漏感產生的尖峰電壓，對漏極起到保護作用。
次級電壓經過VD2，C2，C3，L2和C4整流濾波后，獲得+12V、2.5A的穩壓輸出。為減小整流管的損耗，VD2采用MBR1060型10A/60V肖特基二極管。C9和R7并聯在VD2兩端，能防止VD2在高頻開關狀態下產生自激振蕩（振鈴）。當開關電源空載時，TOPSwitch-FX能采用跳過周期的方式進一步降低最大輸出占空比，使得Dmax<1.5%，因此，在輸出端無須接假負載，這樣還可降低空載或待機狀態下的功耗。
該電源采用帶穩壓管的光耦反饋電路。IC2為LTV817A型線性光耦合器。VDZ采用1N5240C型穩壓管，其穩定電壓Uz=10（1±0.02）V。光耦中LED的正向壓降UF≈1V.輸出電壓由下式確定：
Uo=Uz+UF+UR4
現將其穩壓原理分析如下：當由于某種原因致使Uo↑，Uo>U2+UF+UR4時，所產生的誤差電壓Ur'=Uo-（Uz+UF+UR4）就令LED的IF↑，經過光耦后，接收管的IE↑，使得控制端電流Ic↑，而占空比D↓，導致Uo↓，為而實現了穩壓目的。反之，Uo↓→IF↓→IE↓→Ic↓→D↑→Uo↑，同樣起到穩壓作用。
1N5240C的穩定電流典型值為20mA，取R4=150Ω時只能供給6.7mA的電流，進一步增加電阻值會受到LED工作電流IF（通常為3.5～7mA）的限制。為此，另由電阻R6提供13.3mA的工作電流，使VDz的穩定電流Iz=3.7mA+13.3mA=20mA，其穩壓特性也得到了改善。反饋繞組電壓經過VD3和C6整流濾波后，產生12V的反饋電壓，經過IC2給TOP234Y的控制端提供偏壓。C5是旁路電容，它還與R5構成控制環路的補償電路。
二、多路輸出的35W機頂盒開關電路
具有5路輸出的35W機頂盒開關電源電路如圖2所示。這5路電壓分別為：Uo1(+30V,100mA)，Uo2(+18V,550mA)，Uo3(+5V，2.5A)，Uo4（+3.3V，3A），Uo5(-5V,100mA)。其中，+5V和+3.3V作為主輸出，其余各路均為輔輸出。當交流輸入電壓u=220(1±0.15)V時，總輸出功率達38.5W；若采用寬范圍電壓輸入（u=85～265V AC）,總輸出功率就降成25W，可用作機頂盒（Set-top Box）、錄像機（VCR）、攝錄像機（CVCR）和DVD中的開關電源。該電源采用3片IC：TOP233Y（IC1），光耦合器LTV817A（IC2）；可調式精密并聯穩壓器TL431C（IC3）。為減小高頻變壓器體積和增強磁場耦合程度，次級繞組采用了堆疊式繞法。由R4和C14構成的吸收回路可降低射頻噪聲對電視機等視頻設備的干擾。必要時還可將開關頻率選擇端（F）改接控制端（C），選擇半頻方式，以進一步降低電視機對視頻噪聲的敏感程度。
R6，R7和R8為比例反饋電阻，使5V和3.3V電源按照一定的比例進行反饋，這兩路輸出的負載調整率均可達±5%。R9和C16構成TL431C的頻率補償網絡。C17為軟啟動電容，取C17=22μF時可增加4ms的軟啟動時間，再加上本身已有10ms的軟啟動時間，總共為14ms。其余各路輸出未加反饋，輸出電壓均由高頻變壓器的匝數比來確定。因-5V電源的輸出功率很低，現通過電阻R2和穩壓管VDz2進行電壓調節。R9是+30V輸出的假負載，它能降低該路的空載及輕載電壓。鑒于5V，3.3V和18V電源的輸出功率較大，三者都增加了后級LC濾波器（L3和C9，L4和C11，L2和C7），以減小輸出紋波電壓。
TOP233Y具有頻率抖動特性，這對降低電磁干擾很有幫助。另外，再合理地選擇安全電容C15和EMI濾波器（C6，L1）的元件值，就能使開關電源產生的電磁輻射達到CISPR22（FCCB）國際標準。將C15的一端接U1的正極，能把TOP233Y的共模干擾減至最小。須要指出，C15和C6都稱作安全電容，區別只是C15接在高壓與地之間，能濾除初、次級耦合電容產生的共模干擾，在IEC950國際標準中稱之為“Y電容"。C6則接在交流電源進線端，專門濾波電網線之間的串模干擾，被稱作“X電容”。
為承受可能從電網線竄入的雷擊電壓，在交流輸入端還并聯只標稱電壓U1mA=275V的壓敏電阻器VSR。U1mA表示當壓敏電阻器上通過1mA的直流電流時，元件兩端的電壓值。
三、5V和3.3V輸出的17W PC待機電源
能提供5V，2A和3.3V，2A兩路主輸出的PC機待機電源電路如圖3所示。該電源還以最低成本增加了15V，30mA的輔輸出。電路中使用一片TOP232Y型單片機開關電源，總輸出功率為17.05W。直流輸入電壓的范圍是200～375V。亦可選220/110V AC固定輸入電壓，只須接入整流濾波器，而無須加輸入倍壓器對110V AC進行倍壓整流。該設計充分發揮了TOP232Y的軟啟動、欠壓保護、嚴格的限流特性和開關頻率高等優良特性，使得高頻變壓器可選EE19型磁芯。此外，由于TOP232Y增加了高壓漏極端與低壓端的間距，減小了引腳之間的漏電，因此電源能在較惡劣的環境下使用。C1為直流高壓的高頻退耦電容，當U1與待機電源距離很近時可省去C1。線路檢測電路R1用于設定欠壓值UUV。取R1=3.9MΩ時，UUV=IUV·R1=50μA×3.9MΩ=UI>195V DC時，才重新接通電源。
反饋繞組電壓經過VD4和C6整流濾波后產生15V的反饋電壓，一方面作為+15V輸出（未與初級隔離），另一方面還經過光敏三極管給TOP232Y的控制端提供偏壓。R4，R6和R7均為取樣電阻，用來檢測3.3V和5V輸出電壓的變化量。R2是LED的限TL431C提供偏流。C8為軟啟動電容，能消除剛接通電源時產生的電壓過沖現象。空載時利用TOP232Y跳過周期的特性，可以滿足PC機待機電源低功耗的指標。
一、能進行外部限流的12V、30W開關電源
由TOP234Y構成12V、30W高效開關電源的電路如圖1所示。其交流輸入電壓范圍是AC85～265V，滿載時電源效率可達80%。交流電壓u依次經過電磁干擾（EMI）濾波器（C10，L1）、輸入整流濾波器（BR，C1）獲得直流高壓UI。UI經過R1和R2分壓后接M端，能使極限電流隨UI升高而降低。R1可提供電壓前饋信號，當UI偏高時能自動降低最大占空比，以減小輸出紋波。R2為電流極限設定電阻，所設定的Ilimit≈0.7Ilimit=0.7×1.5A=1.05A，略高于低壓輸入時的峰值電流Ip值。這里將系數取0.7是考慮到TOP234Y在寬范圍輸入時，最大連續輸出功率Pom=45W,而實際輸出功率P'om=30M，即P'om/Pom=30/45=0.67≈0.7。采用這種設計方法允許高頻變壓器選用尺寸較小的磁芯，通過增加初級電感量Lp來降低TOP234Y的功耗，并防止出現磁飽和現象。此外，由于采用了降低Dmax的電壓前饋技術即使輸入電壓UI和初級感應電壓UOR較高，開關電源也能正常工作。它允許使用成本的R，C，VD型漏極鉗位電路（R3，C7，VD1），以替代價格較高的TVS（瞬態電壓抑制器）、VD型鉗位電路，用于吸收在TOP234Y關斷時由高頻變壓器漏感產生的尖峰電壓，對漏極起到保護作用。
次級電壓經過VD2，C2，C3，L2和C4整流濾波后，獲得+12V、2.5A的穩壓輸出。為減小整流管的損耗，VD2采用MBR1060型10A/60V肖特基二極管。C9和R7并聯在VD2兩端，能防止VD2在高頻開關狀態下產生自激振蕩（振鈴）。當開關電源空載時，TOPSwitch-FX能采用跳過周期的方式進一步降低最大輸出占空比，使得Dmax<1.5%，因此，在輸出端無須接假負載，這樣還可降低空載或待機狀態下的功耗。
該電源采用帶穩壓管的光耦反饋電路。IC2為LTV817A型線性光耦合器。VDZ采用1N5240C型穩壓管，其穩定電壓Uz=10（1±0.02）V。光耦中LED的正向壓降UF≈1V.輸出電壓由下式確定：
Uo=Uz+UF+UR4
現將其穩壓原理分析如下：當由于某種原因致使Uo↑，Uo>U2+UF+UR4時，所產生的誤差電壓Ur'=Uo-（Uz+UF+UR4）就令LED的IF↑，經過光耦后，接收管的IE↑，使得控制端電流Ic↑，而占空比D↓，導致Uo↓，為而實現了穩壓目的。反之，Uo↓→IF↓→IE↓→Ic↓→D↑→Uo↑，同樣起到穩壓作用。
1N5240C的穩定電流典型值為20mA，取R4=150Ω時只能供給6.7mA的電流，進一步增加電阻值會受到LED工作電流IF（通常為3.5～7mA）的限制。為此，另由電阻R6提供13.3mA的工作電流，使VDz的穩定電流Iz=3.7mA+13.3mA=20mA，其穩壓特性也得到了改善。反饋繞組電壓經過VD3和C6整流濾波后，產生12V的反饋電壓，經過IC2給TOP234Y的控制端提供偏壓。C5是旁路電容，它還與R5構成控制環路的補償電路。
二、多路輸出的35W機頂盒開關電路
具有5路輸出的35W機頂盒開關電源電路如圖2所示。這5路電壓分別為：Uo1(+30V,100mA)，Uo2(+18V,550mA)，Uo3(+5V，2.5A)，Uo4（+3.3V，3A），Uo5(-5V,100mA)。其中，+5V和+3.3V作為主輸出，其余各路均為輔輸出。當交流輸入電壓u=220(1±0.15)V時，總輸出功率達38.5W；若采用寬范圍電壓輸入（u=85～265V AC）,總輸出功率就降成25W，可用作機頂盒（Set-top Box）、錄像機（VCR）、攝錄像機（CVCR）和DVD中的開關電源。該電源采用3片IC：TOP233Y（IC1），光耦合器LTV817A（IC2）；可調式精密并聯穩壓器TL431C（IC3）。為減小高頻變壓器體積和增強磁場耦合程度，次級繞組采用了堆疊式繞法。由R4和C14構成的吸收回路可降低射頻噪聲對電視機等視頻設備的干擾。必要時還可將開關頻率選擇端（F）改接控制端（C），選擇半頻方式，以進一步降低電視機對視頻噪聲的敏感程度。
R6，R7和R8為比例反饋電阻，使5V和3.3V電源按照一定的比例進行反饋，這兩路輸出的負載調整率均可達±5%。R9和C16構成TL431C的頻率補償網絡。C17為軟啟動電容，取C17=22μF時可增加4ms的軟啟動時間，再加上本身已有10ms的軟啟動時間，總共為14ms。其余各路輸出未加反饋，輸出電壓均由高頻變壓器的匝數比來確定。因-5V電源的輸出功率很低，現通過電阻R2和穩壓管VDz2進行電壓調節。R9是+30V輸出的假負載，它能降低該路的空載及輕載電壓。鑒于5V，3.3V和18V電源的輸出功率較大，三者都增加了后級LC濾波器（L3和C9，L4和C11，L2和C7），以減小輸出紋波電壓。
TOP233Y具有頻率抖動特性，這對降低電磁干擾很有幫助。另外，再合理地選擇安全電容C15和EMI濾波器（C6，L1）的元件值，就能使開關電源產生的電磁輻射達到CISPR22（FCCB）國際標準。將C15的一端接U1的正極，能把TOP233Y的共模干擾減至最小。須要指出，C15和C6都稱作安全電容，區別只是C15接在高壓與地之間，能濾除初、次級耦合電容產生的共模干擾，在IEC950國際標準中稱之為“Y電容"。C6則接在交流電源進線端，專門濾波電網線之間的串模干擾，被稱作“X電容”。
為承受可能從電網線竄入的雷擊電壓，在交流輸入端還并聯只標稱電壓U1mA=275V的壓敏電阻器VSR。U1mA表示當壓敏電阻器上通過1mA的直流電流時，元件兩端的電壓值。
三、5V和3.3V輸出的17W PC待機電源
能提供5V，2A和3.3V，2A兩路主輸出的PC機待機電源電路如圖3所示。該電源還以最低成本增加了15V，30mA的輔輸出。電路中使用一片TOP232Y型單片機開關電源，總輸出功率為17.05W。直流輸入電壓的范圍是200～375V。亦可選220/110V AC固定輸入電壓，只須接入整流濾波器，而無須加輸入倍壓器對110V AC進行倍壓整流。該設計充分發揮了TOP232Y的軟啟動、欠壓保護、嚴格的限流特性和開關頻率高等優良特性，使得高頻變壓器可選EE19型磁芯。此外，由于TOP232Y增加了高壓漏極端與低壓端的間距，減小了引腳之間的漏電，因此電源能在較惡劣的環境下使用。C1為直流高壓的高頻退耦電容，當U1與待機電源距離很近時可省去C1。線路檢測電路R1用于設定欠壓值UUV。取R1=3.9MΩ時，UUV=IUV·R1=50μA×3.9MΩ=UI>195V DC時，才重新接通電源。
反饋繞組電壓經過VD4和C6整流濾波后產生15V的反饋電壓，一方面作為+15V輸出（未與初級隔離），另一方面還經過光敏三極管給TOP232Y的控制端提供偏壓。R4，R6和R7均為取樣電阻，用來檢測3.3V和5V輸出電壓的變化量。R2是LED的限TL431C提供偏流。C8為軟啟動電容，能消除剛接通電源時產生的電壓過沖現象。空載時利用TOP232Y跳過周期的特性，可以滿足PC機待機電源低功耗的指標。
| 【上一個】 高頻開關電源的干擾問題及其解決途徑 | 【下一個】 多形式從優預設在電力施工中的效用 |
| ^ TOPSwitch-FX系列單片機開關電源應用設計 |